连续导通模式 反激式转换器通常用于中等功耗的隔离型应用。与不连续导通模式 (DCM) 运行相比，CCM 运行的特点是具有更低的峰值开关电流、更低的输入和输出电容、更低的 EMI 以及更窄的工作占空比范围。由于具有这些优点并且成本低廉，它们已广泛应用于商业和工业领域。本文将提供之前在电源设计小贴士：反激式转换器设计注意事项中讨论过的 53Vdc 至 12V/5A CCM反激式转换器的功率级设计公式。
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图 1 展示了工作频率为 250kHz 的 60W 反激式转换器的详细原理图。所选占空比在最低输入电压 (51V) 和最大负载时最大，为 50%。虽然也可以在超过 50% 占空比的情况下运行，但在本设计中无此必要。由于 57V 的高压线路输入电压相对较低，因此在 CCM 运行时，占空比只会降低几个百分点。但如果负载大幅降低，转换器进 DCM 运行模式，占空比就会显著降低。
图 1. 60W CCM 反激式转换器原理图设计规格
为防止磁芯饱和，绕组开/关时间的伏秒积必须保持平衡。这等于方程式 1：
方程式 1将 dmax 设置为 0.5 并计算 Nps12（Npri: N12V）和 Nps14（Npri: N14V）的匝数比，如方程式 2 和方程式 3 所示：
方程式 2
方程式 3变压器匝数比现已设定（方程式 4 和方程式 5），因此可计算出工作占空比和 FET 电压。
方程式 4
方程式 5Vdsmax 表示 FET Q2 漏极上无振铃的“平顶”电压。振铃通常与变压器漏电感、寄生电容（T1、Q1、D1）和开关速度有关。选择 200V FET 时，FET 电压会再降低 25% 至 50%。变压器绕组之间必须实现良好耦合，如有可能，最大漏电感必须为 1% 或更低，以更大限度地减少振铃。
当 Q2 导通时，二极管 D1 的反向电压应力等于方程式 6：
方程式 6由于漏电感、二极管电容和反向恢复特性的影响，当次级绕组摆幅为负时，振铃现象很常见。具体请参阅方程式 7。
方程式 7我选择了额定值为 30A/45V 的 D²PAK 封装，以便在 10A 电流下将正向压降减至 0.33V。功率耗散等于方程式 8：
方程式 8建议使用散热器或气流进行适当的热管理。初级电感的计算公式为方程式 9：
方程式 9POUTMIN 是转换器进入 DCM 的位置，通常为 POUTMAX 的 20% 至 30%。
初级峰值电流出现在 VINMIN 时，等于：
方程式 10这对于确定最大电流检测电阻 (R18) 值而言是必要的，能够防止控制器的初级过流 (OC) 保护电路跳闸。对于 UCC3809，R18 两端的电压不能超过 0.9V，以保证全输出功率。在本例中，我选择 0.18Ω。也可以使用更小的电阻，以减少功率损耗。但过小的电阻会增加噪声灵敏度，并使 OC 阈值处于高电平，有可能导致变压器饱和，更糟糕的是，甚至会导致 OC 故障期间出现与应力相关的电路故障。电流检测电阻耗散的功率为方程式 11：
方程式 11根据方程式 12 和方程式 13 估算 FET 导通损耗和关断开关损耗：
方程式 12
方程式 13与 Coss 相关的损耗计算有些模糊，因为该电容具有相当高的非线性度，会随着 Vds 的增加而降低，在本设计中估计为 0.2W。
电容器要求通常包括计算最大均方根电流、获得预期纹波电压所需的最小电容以及瞬态保持。输出电容和 IOUTRMS 的计算公式为方程式 14 和方程式 15：
方程式 14
方程式 15可以仅使用陶瓷电容器，但在直流偏置效应后需要 7 个陶瓷电容器才能实现 83µF。因此，我只选择了足以处理均方根电流的电容器，然后使用了电感器-电容器滤波器来降低输出纹波电压并改善负载瞬态。如果存在较大的负载瞬态，可能需要额外的输出电容来减少压降。
输入电容等于方程式 16：
方程式 16同样，您必须考虑会损耗电容的直流偏置效应。如方程式 17 所示，均方根电流约为：
方程式 17图 2 展示了原型转换器的效率，而图 3 展示了反激式评估板。
图 2. 转换器的效率和损耗决定了封装的选择和散热要求
图 3. 60W 反激式评估硬件尺寸为 100mm x 35mm结语
本设计示例介绍了功能性 CCM 反激式设计的基本元件计算。然而，初始估算通常需要反复计算，以便进行微调。不过，为了获得运行良好且优化的反激式转换器，在变压器设计和控制环路稳定等方面，往往还需要做更多的细节工作。
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